4-20mA電流環傳送器 MOSFET HART 遠端監測 PLC DAC LDO ADC BJT

採用高精度4~20mA電流環傳送器　工控遠端監測系統可靠性升級

2013-11-04

Yuriy Kurtsevoy

4~20毫安培(mA)電流環以類比通訊介面的形式被廣泛運用於工業領域，方便遠端感測器資料透過雙絞線傳送至控制中心的可程式設計邏輯控制器(PLC)。這種介面簡單、可實現資料長距離可靠傳輸，且具有良好的抗噪性和低實施成本，非常適合長期的工業程序控制以及遠端自動監測。

毫無疑問，工業發展和現在所有的電子應用一樣，要求更高的精確度、更低的功耗，在-40~+105℃擴展的工業級溫度範圍內可靠運作、具備更高的安全性和系統保護，且要求支援高速可定址遠端感測器(HART)協定，而這些要求使得現在的4~20毫安培電流環設計更具挑戰性。本文介紹如何開發4~20毫安培電流環傳送器並進行性能分析，以及如何選擇滿足嚴苛工業要求的元件，並提供誤差分析測試資料、熱特徵資料、原理圖以及分析軟體。

工作原理及關鍵設計參數

圖1 4～20毫安培環路供電傳送器參考設計，由MAX5216 16位元數位類比轉換器(DAC)(U1)、MAX9620運算放大器(U2)、MAX6133電壓基準(U3)和MAX15007線性穩壓器(LDO)(U4)組成。

首先從參考設計切入，圖1所示為高性能、低功耗、4~20毫安培電流環傳送器的方塊圖，該設計大幅減少元件數量，展現最佳的性價比。

該參考設計採用低功耗、高性能元件，25℃時精確度優於0.01%；在整個溫度範圍內，精確度優於0.05%，支援工業上最嚴格的4～20毫安培電流環要求。該設計採用低功耗16位元數位類比轉換器(DAC)(U1)、零失調、滿擺幅輸入輸出(RRIO)、高性能運算放大器(U2)、電壓基準(U3)，以及40伏特(V)低靜態電流線性穩壓器(LDO)(U4)。

U3電壓基準為U1提供低雜訊、5ppm/℃(最大值)低溫漂和2,500伏特(V)高電壓。智慧感測器微控制器透過三線串列周邊介面(SPI)匯流排向U1發送命令。U1輸出經過分壓並被Q1功率金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)、10歐姆(Ω)(±0.1%)檢流電阻(R_SENSE)以及U2轉換為環路電流。U1、U2和U3元件由U4供電，後者由環路直接供電。Q2、雙極電晶體(BJT)和檢測電阻(R6)構成限流電路，將環路電流限制在大約30毫安培，防止PLC側的類比數位轉換器(ADC)失控及損壞，蕭特基二極體(D1)保護傳送器不受反向電流損害。

性能分析

圖1參考設計運作於低電力，所選元件最大耗流在+25℃的溫度時小於200微安培(μA)；在-40~105℃的溫度範圍內則小於300微安培。U2運算放大器在時間和整個溫度範圍的輸入失調電壓為25微伏特(最大值)，是高精確度與高可靠性系統的最佳選擇。10歐姆檢流電阻允許使用較低的環路供電電壓；小電阻耗散功率較低，允許使用小封裝，進一步減小傳送器尺寸。例如，如果只有10歐姆R_SENSE和10歐姆負載，其上最大壓降在30毫安培時為600毫伏特。U4 LDO在提供3.3伏特輸出時，只須連接4伏特電源電壓即可正常運作，最小環路電壓可低至5伏特，但PLC負載為250歐姆時，最小環路電源電壓必須為4伏特+30毫安培×(10+250)歐姆=11.8伏特。

值得注意的是，為更精確估算最小環路供電電壓，還必須考慮環路電源內阻。測試期間，輸出在10歐姆時呈現出一定的雜訊，增大R_SENSE電阻值將增加功耗和最小環路供電電壓，但也降低環路雜訊，這種綜合平衡可由使用者控制。

U2運算放大器追蹤R2和R_SENSE上的壓降，在其兩個輸入節點維持0伏特。以下為該電路的公式：

其中： Iout為環路電流。 I(R2)為流過R2的電流。 I(R1)為流過R1的電流。 I(R3)為流過R3的電流。公式2中，我們假設U2的IN+和IN-輸入電流為0。按照公式1和公式2，4毫安培初始環路電流由I(R3)電流設置，而I(R1)為0。所以：

流過R3的電流等於U3電壓基準輸出除以R3。公式3可重寫為：

根據有關穿過4～20毫安培電流環路發送故障資訊的Namur NE43建議，測量資訊的訊號範圍為3.8～20.5毫安培，允許過程讀數發生略微的線性超量程。有些情況下，當定義附加故障條件時，甚至會需要更大的動態範圍，比如3.2～24毫安培。因此，選擇R2=24.9k，I_{OUT_INIT}=3.2毫安培，從公式4求解R3，得到：

1.945百萬歐姆電阻成本較高，更重要的是，不太適合自動化生產，亦不利於應用校正。因此，更好的方法是採用標準的1%容限電阻，透過校正確保U1 DAC的4毫安培失調電流和20毫安培滿幅電流精準度。這種情況下，須要校正部分數位編碼，以確保要求的精確度。故I(R1)=V_DAC/R1，其中V_DAC為U1 DAC輸出電壓。上式重寫為：

最後，公式1可重寫為：

誤差分析和性能優化

‧	+25℃傳送器誤差
表1所示為+25℃時，4~20毫安培電流環路中的被動元件和V_REF的誤差分析，資料基於公式8。建議設計者利用資料表進行結果分析，找到4毫安培、20毫安培及24毫安培I_OUT的對應編碼。

因此，如果R3電阻為1%容限的2百萬歐姆標準電阻，將U1 DAC設置為2,682十進位碼，得到的初始環路電流為4.00015毫安培。由於高解析度U1 DAC校正消除個體元件的誤差，計算得到的總誤差遠遠小於個體元件的容限。 4~20毫安培電流環傳送器的有效位元數(ENOB)計算如下：

根據表1的資料，ENOB等於15.56位元，所以總解析度誤差小於0.5位元允許自動校正，也可節省昂貴的精密元件數量。表1所選電阻覆蓋3.2~24.6毫安培電流環動態範圍。R1、R2、R3和R_SENSE的不同組合可縮小動態範圍，應密切注意每個電阻的溫度係數(TC)。

‧ 傳送器溫度漂移誤差分析
被動元件和V_REF的溫度漂移誤差分析如表2所示。利用下式計算最小和最大電阻偏移：

式中，TC為溫度係數，單位為ppm/℃；ΔT為總溫度範圍145℃。從表2可知，當R1、R2、R3和R_SENSE的溫度係數取以下值時，得到的誤差為0.05% FS。 R1=287kΩ±0.1%，10ppm/℃ R2=24.9kΩ±0.1%，25ppm/℃ R3=2MΩ±1%，100ppm/℃ RSENSE=10Ω±0.1%，10ppm/℃ 注意，總誤差為每個誤差源平方和的平方根：元件容限、元件溫度係數、測量值等。

如果智慧感測器的耗流超過3.4毫安培，則不能用於環路供電的二線傳送器。例如，當微控制器或ADC的耗流超過3毫安培，或檢測元件需要較高供電電流來提高動態範圍或解析度時，就會發生這種情況。此時，額外的電流必須透過附加的第三根線，可改進這種配置(稱為三線傳送器)，如圖2所示，該設計使其成為通用的二線或三線智慧感測器傳送器。