掌握非對稱延遲變數　CAN收發器提高資料傳輸率

目前在汽車應用中的CAN，125kbit/s、250kbit/s和500kbit/s位元率均已通過驗證。

未來透過CAN FD通訊協定，CAN資料傳輸率可從資料階段加以提高。目前汽車業分成兩部分討論，一是2Mbit/s的多分支網路，另外則是最高到5Mbit/s和8Mbit/s的多點通訊。

迴路延遲局限CAN FD位元率提升

要廣義涵蓋CAN FD通訊協定，並不須要對現有CAN收發器加以任何改良，但由於在資料階段就要提高位元率，因此實體層(PHY)需要新的參數；而在開發所謂CAN高速接收器時，開發人員有必要參考ISO11898-2/-5/-6標準，這些標準指定許多靜態參數，像是隱性和顯性的電壓位準。

事實上，位元率越高，動態參數就越顯重要，實體層唯一的動態參數為TxD-to-RxD傳播延遲(迴路延遲)(圖1)，參數最大值在現行ISO 11898-2標準下為280奈秒(ns)；在ISO 11898-5標準下為255奈秒；而ISO 11898-6則是以ISO 11898-5為基準，傳播延遲規格相同。

圖1　TxD-to-RxD收發器傳播延遲規格

傳播延遲係針對有定義負載的收發器指定，但在實際應用中還必須考慮其他延遲，像是微控制器(MCU)和收發器之間的延遲；靜電放電(ESD)和電磁相容性(EMC)耐用性強化元件的延遲；尤其是從顯性末端到隱性邊緣的振鈴。

TxD-to-RxD迴路延遲適用於隱性到顯性的轉移，也適用於顯性到隱性的轉移，參數係針對60歐姆(Ω)和100pF的總線負載指定。此種規格的缺點是，允許極度非對稱的轉移傳播延遲，如此將縮短或延長隱性或顯性位元的位元長度，限制CAN FD電報資料階段可能的位元率上限。

圖2顯示極度對稱和非對稱TxD-to-RxD傳播延遲效能的差異。假如收發器具有極度對稱行為，顯性位元的RxD位元時間將與TxD位元的位元時間相同；假如收發器具有極度非對稱的行為，RxD的顯性位元將大幅縮短，隱性位元則會延長，

圖2　TxD-to-RxD傳播延遲完美對稱的收發器

如此的極度非對稱，將對可能的最短位元時間和可能的最長位元時間造成限制。導致非對稱延遲的因素很多，其中包含顯性、隱性位元的時間長度、收發器本身的溫度及微控制器和收發器的介面等。

顯/隱性位元時間長度

為了將CAN FD應用的收發器效能最佳化，因此須指定傳播延遲對稱(圖3)。從分析市場上多款CAN收發器便能發現，連續顯性位元數量會對收發器行為造成影響，為了將此發現涵蓋在規格中，指定連續五個顯性位元之後的隱性位元的位元時間遂有其必要。

圖3　CAN FD收發器的傳播延遲規格

正常來說，較低的位元率不會影響此效能，此規格也能用在較低的位元率。目前討論兩種不同的資料階段位元率：用於複雜網路通訊的2Mbit/s及點對點通訊的5Mbit/s。位元率越高，需要的準確度也越高，這就是2Mbit/s和5Mbit/s可以適用不同限值的原因。為了用同一種收發器涵蓋此規格，須要調整溫度範圍和5伏特(V)供電(VCC)的範圍，如表1。

表1　TxD-to-RxD傳播延遲對稱的新規格

此參數中的資訊顯示，所有較低位元率的隱性位元將縮短至不超過100奈秒，而且也能延長至不超過50奈秒，接著可以將這些數值用在網路設計和仲裁階段的取樣點計算。

CAN匯流排網路

另一個發生非對稱延遲的原因，則是匯流排網路本身的實際行為。CAN收發器具有開漏輸出階段(圖1)，且不具如FlexRay收發器的推挽式功率級，這類的開漏概念允許控制隱性到顯性的轉換速率，以將排放最佳化，並允許只從匯流排控制顯性位準。

圖4　不同電容負載對顯性位元時間的影響

至於顯性到隱性的轉移，最大轉換速率則由輸出階段控制，但最小轉移速率則由匯流排控制。在由大量節點和/或額外的外部ESD或EMC元件導致高電容負載的情況下，可提高顯性到隱性轉移時間，以縮短隱性位元的位元時間，如圖4顯示兩種不同電容負載的影響，上方顯示電容負載220pF的匯流排差動電壓行為，下方則顯示電容負載1.5nF的相同曲線，兩邊都有較低的轉換速率，但顯性位元經過延長。顯性位元時間的長度取決於接收器的臨界值位準，如圖5所示。

圖5　標示出最大和最小接收器閾值位準

具有高臨界值(900毫伏特)的接收器跟具有最小可能臨界值的接收器一樣，可偵測較小的顯性位元時間。

溫度

傳播延遲非對稱的另一項原因為溫度。視技術和驅動器概念而定，溫度係數可能為正值或負值。

顯性差動電壓位準

非對稱變動的原因還有顯性差動電壓(VCAN_H-VCAN_L)的位準，如果顯性電壓位準較高，例如接近最高位準的3伏特，關閉時間就會延長，直到差動電壓位準低於最小接收器臨界值位準的500毫伏特。 顯性差動電壓位準取決於三項因素。

‧	CAN_H和CAN_L的Ron結構差異
‧	溫度
‧	5伏特供電變動

假如位元率較高，VCC範圍和溫度範圍就會縮小，讓較高的位元率也能達到穩定的通訊。

表1的資料顯示，實體層隱性到顯性與顯性到隱性的迴路延遲不同，例如2Mbit/s時的差異可能介於+50∼-100奈秒，若要從接收節點計算預期的位元時間，則需要有收發器和接收器的資訊，針對這項需求，更新後的ISO 11898-2提供了發送器延遲對稱的資訊(圖6)。

圖6　發射器和接收器延遲對稱的說明

在收發器的TxD接腳傳送連續五個顯性位元，接著傳送開啟隱性位元。在CANH和CANL匯流排輸出接腳上，差動電壓的觸發位準(VCANH-VCANL)在顯性到隱性邊緣定義為500毫伏特，在隱性到顯性邊緣定義為900毫伏特(圖7)。接收器和發送器延遲對稱的總和，可用於計算最小的可能位元長度。

圖7　發射器傳播延遲對稱的定義

微控制器/收發器間的介面

微控制器和收發器之間的介面也可能是導致非對稱延遲的原因。微控制器TxD輸出驅動器的轉換速率對稱，及收發器RxD輸出驅動器的轉換速率對稱，也會影響對稱。

電路板上的電容負載，還有收發器TxD輸入或微控制器RxD輸入的電容輸入負載，皆可修改對稱。收發器TxD輸入緩衝區的輸入概念，如互補式金屬氧化物半導體(CMOS)位準輸入或電晶體邏輯(TTL)位準輸入臨界值，可能導致額外的對稱，如果輸出驅動器的轉換速率完全相符，CMOS位準輸入影響對稱的程度就較低。因為非對稱是由驅動器的對稱效能決定，如果收發器TxD輸入具有TTL輸入位準，這些臨界值會增加由臨界值建立的額外非對稱。

圖8顯示的範例具有非常低的輸入臨界值和非常小的磁滯。驅動器的轉換速率為極度對稱，但TTL輸入階段會將顯性位元時間縮短，這樣的非對稱會延長隱性位元，因而有所幫助，但匯流排通常會縮短隱性位元時間，在兩端皆有終端的點對點網路中，位元率也會受到限制。

圖8　TTL與CMOS收發器TxD輸入概念的比較

圖9顯示非對稱訊號對收發器TxD輸入的影響。尤其在高電容負載下，非對稱訊號也會修改隱性和顯性位元的位元時間，因此接收器和微控制器輸出驅動器在高電容負載下尤其必須對稱。

圖9　收發器內部位元時間的影響取決於轉換速率

在電氣隔離應用中，有光耦合器作為微控制器和收發器之間介面的情況下，必須將光耦合器 的傳播延遲納入考量。光耦合器具有開漏輸出階段，高至低邊緣(隱性到顯性)是由輸出電晶體驅動，顯性到隱性邊緣則取決於外部RC電路。

振鈴因素

另一個非對稱的原因，就是隱性到顯性轉移的振鈴。值得注意的是，這是不受控制的轉移，未終止的線路和星狀拓撲是此轉移發生振鈴的原因，而且振鈴還會額外縮短隱性位元，不過隱性到顯性轉移較不重要，因為收發器會以輸出階段控制轉移。如果發生振鈴，強力的輸出階段便會加以抑制。

實體層對稱的重要性在於實體層非對稱會減少取樣點的可能範圍，如果我們檢視最新可能的取樣點時間，則必須檢查兩種不同的狀況。第一種狀況為要再次同步的兩個隱性到顯性邊緣的最大可能距離，此時間為十個位元時間。若要計算最新的可能取樣點，必須考量：

‧	發送者和接收者的振盪器誤差
‧	再同步跳躍寬
‧	微控制器和收發器之間介面的非對稱

第二種狀況為五個位元的情況，並連續傳送最多數量的顯性位元。在此情況下，必須考量上述要點及收發器對稱(2Mbit/s為50奈秒，5Mbit/s為20奈秒)，要找出最早的可能取樣時間，五個顯性位元之後的隱性位元是最重要的。此時，除了其他要點，還必須考慮收發器非對稱(2Mbit/s的100奈秒或5Mbit/s的80奈秒)、網路振鈴和匯流排負載。

若要在高位元率(2Mbit/s以上)運作的CAN FD網路中成功且穩定通訊，應使用特殊的CAN FD收發器及短截線的線性網路拓撲，以及電容匯流排負載引擎控制零件(ECU)，另外，工程師還需要對取樣點進行密集分析，收發器的新參數對典型CAN網路和CAN FD網路都有所幫助。

對於典型的CAN網路，這些參數有助於讓取樣點的計算變得更簡單或更可靠，而不須親自試用或預估任何數值，這些數值會在日後的資料表中提供。目前，ISO 11898-2標準仍持續更新中(亦即對稱檢閱)，其中-2/-5和-6等部分將在ISO11898-2統合為一部分，並將加入新參數。

(本文作者任職於英飛凌)