由於全球微波存取互通介面(WiMAX)系統須在3.3G～3.8GHz的頻率範圍內進行頻率轉換，因而混頻器若無具備低功耗和高達4GHz的頻率，將難以成為適用於WiMAX系統的解決方案。
瞄準WiMAX應用 新一代主動混頻器主打低功耗/高頻寬
本文介紹的雙平衡主動混頻器採用第二代高頻雙極型製程製造，因此具有高頻寬和低功耗。所有訊號埠都可在從幾乎是直流(DC)到4GHz的頻率範圍內工作，這同時為上變頻和下變頻應用提供了便利性。可透過低成本、低DC功耗和高效能實現3.3G～3.8GHz WiMAX操作頻段的變頻轉換。此新型主動混頻器不僅提供轉換增益，同時只需要-2dBm的LO訊號功率。
雙平衡主動混頻器的內核可以單電源工作，適合2.7～5.3伏特的不同電壓端。使電路提供快速和簡單的導通與斷開操作，以滿足大多數分時雙工(TDD)設計的要求。典型關機電流低於1微安培(μA)。
為實現最佳效能及彈性，單一輸入、LO輸入及單一輸出埠都採差動設計。LO埠可以用單端訊號驅動，未用的LO接腳透過電容接地。IN和OUT埠必須以差動方式使用。
下變頻混頻器持續走向低功耗
圖1所示電路應用中，中間灰色區域為下變頻混頻器，其射頻(RF)輸入埠針對3.3G～3.8GHz的頻率範圍進行了微調。中頻(IF)輸出頻率匹配於450MHz，而LO埠則匹配於低壓側LO注入，頻率範圍為2.85G～3.35GHz。
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| 圖1 3.3G～3.8GHz下變頻混頻器應用原理圖 |
在RF輸入匹配電路上，多層晶片平衡轉換器T1將50Ω輸入阻抗轉換為100Ω。IN+及IN-接腳的差動阻抗於3.6GHz為31.7+j42.1Ω。因此，在T1和IC間從100Ω降至31.7Ω的阻抗是必需的。
此轉換可透過典型的Shunt-C Sseries-L網路達成。然而Series-L零組件可透過電路板及封裝的寄生電感而知，因此不顯示於架構圖上，零組件C1則提供所需的電容。
L-C匹配網路的零組件值可透過簡單的等式估算，從以上得知：RS=100Ω, RL=31.7Ω，而內部電抗(XINT)為42.1Ω，因此：
n=RS/RL=100/31.7=3.16 Q=√(n-1)=1.47
透過以上的Q值，所求的內部電感值(LEXT)可計算如下：
XL=RL‧Q=46.5Ω XEXT=XL-XINT=46.5-42.1=4.4Ω LEXT=XEXT/ω=0.19nH
由上述討論得知，此少量的電感值是來自寄生封裝及IC與C1的布線電感值。 分流電容值可計算為：
XC=RS/Q=68.1Ω C1=1/(ω‧XC)=0.65pF
用於C1的實際值為0.5皮法(pF)，趨近計算結果。
該混頻器的訊號輸入接腳IN+及IN-需要一個對地的DC路徑，這是由電阻T1的中間接頭及電阻R1所提供。在本應用中，0Ω電阻用來讓此混頻器以最大的電源電流工作，以提供最高增益和最佳輸出三階截取點(OIP3)效能。增加R1的電阻值可以降低電源電流，但是這樣做的代價是降低了線性度和轉換增益。
當變壓器中間接頭無法取得時，分流電感可於輸入接腳，以提供必要的DC路徑。電感值應相當小，自諧振頻率(Self-resonant Frequency)將大幅高於輸入頻率。
在IF輸出上，450MHz阻抗匹配電路同樣使用Shunt-C，Series-L網路。然而在此案例中，Shunt-C是透過0.68pF的內部電容提供，未列於架構圖上。電感L3及L4能完成趨近200Ω的轉換，而透過T2的4：1阻抗轉換提供所需的50輸出阻抗。變壓器T2同樣能轉換IF輸出上的差動訊號為單端。
單端電源則用來驅動混頻器的LO輸入埠。此LO訊號可被加至LO接腳的其中之一；然而，針對下變頻應用，此LO訊號應加至LO+輸入(圖1)。
內部的電壓參考是用來偏置LO接腳，因此LO輸入必須是交流(AC)耦合。電容C3提供所需的DC阻斷至LO+，而C7則用來提升阻抗匹配。電容C5在LO-接腳上提供DC阻斷，並透過調諧改善封裝寄生阻抗高頻接地。此電容的擺置應靠近封裝，以達到最高效能。
針對下變頻混頻器所量測的RF輸入回損，在3,290～3,880MHz範圍內優於11dB。IF輸出回損在250M～520MHz內優於11dB，而LO輸入埠的回損在2,730M～3,460MHz範圍內則優於10dB。
圖2顯示由3伏特電源供電的測試下變頻混頻器效能，DC供應電流為13.2mA(R1=0)。該電路的IF輸入訊號位準為每頻率-20dBm，應用的LO功率為-2dBm。
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| 圖2 轉換增益、IIP3和SSB雜訊指數與RF功率的變化 |
其轉換增益在整個頻段內優於1.9dB，雜訊指數的變化範圍為10.6～11.7dB。此電路展現了卓越的線性度，IIP3於整個頻段優於7.2dBm。相關效能資訊見表1。此下變頻混頻器在-4～+1dBm的LO功率範圍內擁有良好效能。
| 表1 混頻器效能摘要(TA=+25℃) |
| 參數 |
下變頻混頻器 |
上變頻混頻器 |
單位 |
| RF Freq. |
3.3～3.8 |
3.3～3.8 |
MHz |
| IF Freq. |
450 |
450 |
MHz |
| LO Freq. |
2.85～3.35 |
2.85～3.35 |
MHz |
| Gc |
1.9 |
0.2 |
dB |
| IIP3 |
7.2 |
- |
dBm |
| OIP3 |
- |
11.3 |
dBm |
| OIP2 |
- |
34.9 |
dBm |
| SSB NF |
11.7 |
12.1 |
dB |
| LO-RF Lkg |
-22.8 |
-24.2 |
dBm |
| IP1dB |
1.2 |
- |
dBm |
| OP1dB |
- |
1.6 |
dBm |
| 1cc |
13.2 |
13.6 |
mA |
上變頻混頻器有效降低回損
圖3電路是一個混頻器的上變頻轉換應用。該電路已經為450MHzIF輸入頻率和3.3G～3.8GHz的RF輸出頻率進行了微調。在前一實例中，LO埠為2.85G～3.35GHz的頻率進行了微調。
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| 圖3 3.3G～3.8GHz 上變頻混頻器應用原理圖 |
在450MHz頻率上，輸入埠(IN+、IN-)的差動阻抗大約為28.6+j4.9Ω。由電路板布局和T1引起的寄生電抗將這個阻抗變換為約50Ω+j60Ω。電容器C11透過去除電感元件改善了阻抗匹配，並提供DC隔離。變壓器T1為輸入訊號提供單端到差動的轉換。
在下變頻混頻器的實例中，混頻器至輸入接腳的DC路徑是透過T1的中間接頭及電阻R1所提供。
RF輸出埠中，差動電感L6用來消除混頻器的內部電容，而多層晶片平衡轉換器T2為RF輸出訊號提供差動至單端的轉換。T2進行2：1的阻抗變換。
就上變頻應用而言，建議將LO訊號加到LO-輸入端(圖3)，以將洩漏至RF輸出的LO訊號減至最小。否則，LO輸入的阻抗匹配電路，因為使用的是相同的LO頻率範圍，將與針對下變頻混頻器實例相同。
IF輸入埠上所測試的回損在380M～540MHz範圍內優於11dB。RF輸出回損在3.25G～3.95GHz內優於11dB，而LO輸入埠的回損在2.7G～3.4GHz範圍內優於10dB。
圖4顯示由3伏特電源供電的測試下變頻混頻器效能，測得的DC電流為13.6mA(R1=0Ω)。該電路的IF輸入訊號位準為每頻率-20dBm，應用的LO功率為-2dBm。
在圖4中，轉換增益、OIP3和單旁波(SSB)雜訊指數是RF輸出頻率的函數。在這個頻段內，轉換增益在大約0.2dB至0.6dB的範圍內變化，而SSB雜訊指數的變化範圍為11.5～12.1dB。OIP3從3.3GHz上的12.6dBm逐步降低到3.8GHz上的11.3dBm。相關效能資訊見表1。此上變頻混頻器在-4～+1dBm的LO功率範圍內擁有良好效能，而雜訊指數在此範圍的較高端是最佳的。
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| 圖4 轉換增益、OIP3和SSB雜訊指數與LO輸入功率的變化 |
本文介紹的主動混頻器以低成本、低DC功耗提供高效能，此混頻器在上變頻或下變頻WiMAX應用均能保持良好運作，使其對於廣泛頻率範圍之應用提供了實用的解決方案。
(本文作者任職於凌力爾特)