有許多不同變化的正交分頻多工(OFDM)技術，已成為射頻(RF)與微波通訊的最佳傳輸機制。該技術在多徑和干擾源環境中顯得既有效率又可靠，還可依照使用者與頻寬隨時進行調整。OFDM技術正常運作所需的快速又強大的數位訊號處理器(DSP)，在現今的特殊應用積體電路(ASIC)和現場可編程閘陣列(FPGA)環境中已經不是障礙。
然而，OFDM無線電所涉及的類比技術仍是設計上的一大挑戰，尤其當必須產生大量低成本、低功率的OFDM無線電時。類比技術的改進幅度和速度都比不上數位技術，因此許多基本的效能參數仍會造成複雜的工程取捨問題。
舉例來說，OFDM無線電使用大量緊鄰的子載波，導致相位雜訊成為一個特別重要的考量因素。這些子載波在頻域中會互相重疊，頻譜峰值和零值維持正交狀態。相位雜訊會擴散子載波的能量而降低正交性，所產生的載波間干擾(Intercarrier Interference)會破壞多工和解調。
訊號產生器扮要角
訊號產生器在OFDM設計中扮演多種角色，以最有效的方式來使用該儀器可以加速設計過程。新型的訊號產生器可以產生經過調變和完全編碼的訊號以測試接收器，並可產生連續波(CW)訊號來替代頻率參考和合成器。
在以上兩種情況中，當訊號產生器能夠同時產生完美和具有特定瑕疵的訊號時，將可帶來最大的好處。完美的訊號提供一個可以確認及量化系統中其他元件效能的參考，而具有瑕疵的訊號則可以讓工程師在「剛剛好」的情境下評估系統效能。迅速又可靠地達到「剛剛好」的效能是設計師的目標，因為既符合系統規格又可盡量減少多種成本因素。
導頻追蹤減輕相位雜訊
系統設計師知道OFDM技術面臨相位雜訊的挑戰，所以利用一些訊號來盡量減輕這個問題。主要的機制稱為導頻追蹤(Pilot Tracking)，亦即特定的子載波會在某些(不一定要全部)符號時間，發射參考訊號而非負載資料。接收器知道這些導頻訊號的發射值(振幅/相位或I/Q)，只要計算它所接收到的值，就可以得出可應用到資料子載波的修正值。
導頻與等化器的訓練序列很類似，可以為傳送某個已知訊號而犧牲一些負載容量，且接收器所得出用來修正訊號已知部分的參數可被應用到整個訊號。圖1顯示在發射訊號(包括導頻訊號)中的相位雜訊已被「追蹤出」。
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| 圖1 導頻追蹤對OFDM星狀圖的影響。導頻是白色的BPSK星狀圖點，接收器知道它們的確實位置。右圖中應用來修正導頻的IQ修正值，亦可修正資料符號(Payload Symbol)。 |
當導頻擴展到一群子載波(頻率)和符號(時間)中，接收到的訊號可以在整個通道頻寬內進行連續修正。有相當程度的相位雜訊(錯誤)功率會因此被移除，其在向量訊號分析儀中可被視為共用導頻錯誤(Common Pilot Error)的相位部分。
試圖想要了解細節及進行最佳化的設計師，必須決定要移除相位雜訊功率的哪個部分。基本原則是，導頻追蹤在偏離子載波間距0%到約10%的頻率下是有效的。假設相位雜訊在大於通道的頻率偏移下也會被濾除，那麼相位雜訊功率在訊號錯誤中所佔的比例可用公式1來表示：
EVM(dB)=[整合SSB相位雜訊(子載波間距的0%到100%)]+[3dB]
...................................................公式1
其中整合相位雜訊的單位是dBc/Hz，其與載波功率有關，加上3dB可以將相位從單旁波帶(SSB)轉換成總雙旁波帶(DSB)功率。
使用訊號分析儀和相位雜訊應用軟體可以直接進行SSB量測，並整合想要之頻寬中的功率。在這項計算中，誤差向量幅度(EVM)完全來自於相位雜訊，並假設線性錯誤可利用等化技術來移除，且在本例中除了相位雜訊外的其他非線性錯誤都不嚴重。
加入已知相位雜訊
OFDM無線電中的真實訊號(尤其是低成本、低功率電路的訊號)會有嚴重的相位雜訊，產生連續波訊號和調變訊號並加入已知數量的相位雜訊，有助於評估對其他電路的影響，也可以協助設計師進行權衡取捨。
最簡單的方法就是使用隨機雜訊，在訊號產生器中進行相位調變。就連續波訊號來說，這個方法可以產生一個固定每十倍頻-20dB的SSB相位雜訊曲線(Lf)，如圖2所示。調整FM偏移，可以變更整體相位雜訊位準而非斜率。
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| 圖2 使用隨機(白色)雜訊在射頻訊號產生器進行相位調變，可以產生具有每十倍頻-20dB固定斜率的相位雜訊旁波帶。可惜的是，此固定斜率對真實的振盪器和合成器來說並非典型情況。 |
必要時，可以將此相位調變加入數位調變中而非連續波訊號，但這樣就無法像圖2的連續波訊號案例一樣可以立即驗證結果。
產生真實相位雜訊效能
上面的例子中每十倍頻-20dB的固定斜率，並非OFDM系統中使用的振盪器和合成器的典型相位雜訊旁波帶。由於OFDM系統的頻率靈敏度並不像以上描述的固定不變，所以必須使用更實際的相位雜訊產生技術來進行系統設計與驗證。
所幸ASIC和FPGA所提供可讓OFDM變得更實際的快速DSP，也可以產生自訂的相位雜訊效能。舉例來說，可即時產生基頻訊號的安捷倫(Agilent)N5182B MXG X系列訊號產生器提供相位雜訊注入功能。該訊號產生器本身的相位雜訊極低，因此有足夠的邊限可以產生具有自訂相位雜訊曲線的訊號，即使這些曲線代表相位雜訊相當低的振盪器或合成器。
N5182B的相位雜訊注入功能是為了提供各種相位雜訊曲線，同時維持簡單的設定而設計。這些曲線可被設定成近端雜訊斜率、平坦的(頻率)遠端相位雜訊，以及在較大偏移下恢復下降至寬頻雜訊底線的斜率。因此，使用者只須設定三個參數：起始斜率的末端(f1)、外側斜率的開頭(f2)及遠端相位雜訊位準。在(f1)以下和(f2)以上，會使用每十倍頻-20dB的固定斜率。調整位準和彎曲點，即可輕易模擬不同振盪器和合成器的效能。
相位雜訊實作與EVM預測
基本的802.11g OFDM訊號，為導頻追蹤的影響情形，以及根據自訂相位雜訊曲線來計算預期的EVM值的有效性，提供一個很好的例子。子載波間距為標準的312.5kHz，10%的經驗法則說明了透過導頻解調可以追蹤出在載波約30kHz範圍內的相位雜訊。這個範例將訊號產生器的-88dBc遠端相位雜訊設在10kHz和500kHz彎曲點之間，並將載波設定為0dBm以方便計算。對此訊號執行整合SSB相位雜訊量測，會產生-29.35dBc的相關相位雜訊功率。圖3為訊號產生器的相位雜訊設定畫面，當中顯示這三個參數及對應的相位雜訊量測。
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| 圖3 將訊號產生器的-88dBc遠端相位雜訊設在10kHz和500kHz之間(左圖)，結果在30k～10MHz的相關頻寬內產生-29.35dBc的整合SSB相位雜訊(右圖)。在於10MHz的偏移下進行整合，不會導致太多額外的功率。 |
在此量測中，整合頻寬會延伸到10MHz(測得的最大偏移)，但整合功率取決於在較窄偏移下的相位雜訊，通常低於約5MHz。相位雜訊功率會隨著頻率以每十倍頻20dB的幅度下降，因此早在偏移達到接收器的20MHz公稱通道頻寬或甚至10MHz的相位雜訊量測頻寬之前，就已變得微不足道。
計算源自於相位雜訊的預期EVM的最後一個步驟是將SSB功率提高一倍，以達到接收器有限頻寬內的總相位雜訊功率。將測得的-29.35dB加上3dB，可以得到-26.35dB的EVM，此即訊號產生器的相位雜訊注入所造成的相位雜訊結果。
觀察實際量測及預測EVM
為量測實際的EVM，可設定訊號分析儀和89600 VSA軟體來執行一般的IEEE 802.11g解調。預設設定可以執行移除相位雜訊所需的相位追蹤。此外，解調器必須依包含前文和資料的等化器訓練來設定，以便讓等化器達到最高的有效性，並提供最準確的調變品質結果，結果如圖4所示。
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| 圖4 針對具有相位雜訊的訊號所測得的EVM，與估算的-26.35dB(-29.35dB+3dB)很接近。「子載波間距的10%」原則被認為稍嫌保守，這一點在本範例中已經獲得證實。 |
實際量測的結果與估算值很接近，尤其是因為10%的法則通常被認為稍嫌保守。解調器導頻追蹤的頻寬具有有限的滾降，且訊號產生器的相位雜訊曲線會在斜率與遠端相位雜訊間逐漸轉變，所以估算值的精確度會受到限制。在相位雜訊為重要考量因素的情況下，這個模擬及估算OFDM系統的EVM的方法還是很管用。
留意訊號替代問題
訊號替代(Signal Substitution)是了解複雜的射頻系統及盡量提高系統效能的可靠方法，有助於加速設計過程、降低風險以及避免效能過低或過高所造成的代價。對重視頻率偏移問題的OFDM應用來說，產生相位雜訊的特定位準和頻率分布的功能特別有用。不論是替代訊號轉換鏈中的連續波訊號源，或者在中頻(IF)或射頻下的完整調變訊號，能夠產生完美訊號與精確之瑕疵訊號的訊號產生器，會是一個更強大的工具。就擁有複雜的追蹤和修正功能的系統而言，模擬典型的瑕疵並準確估算其結果也是可行的。
(本文作者任職於安捷倫)