伺服器 電信 GaN 功率半導體

功率密度/效率再攀高峰 氮化鎵推升伺服器/電信設備極限

本文將探討e-mode GaN HEMT在伺服器電源和電信等高功率應用中的優勢。本文將舉列資料,清楚說明在構建系統時以氮化鎵(GaN)元件替代效果最為接近的矽元件時,前者的領先優勢。文中還將深入探討相應的拓撲、磁性材料和開關頻率選擇,以充分發揮下一代功率元件的優點。

已經上市的寬能隙功率半導體,從元件參數來看,各方面表現都更為優越,很多設計者自然想問:要是用寬能隙元件來構建系統解決方案,其密度和效率能提升多少?必須搭配更複雜的拓撲結構和控制方案的矽基解決方案,表現又能有寬能隙功率半導體的幾成?本文從伺服器電源和電信兩大應用領域著手,試圖提出解答。

GaN HEMT是一種水平式功率元件,柵極電荷和輸出電荷會比矽元件功率晶體(MOSFET)低一個量級。加上它幾乎為零的反向恢復電荷,可以做到元件反向導通的硬換流(Hard Commutation)。因此,使用氮化鎵,就能配合更簡單的拓撲結構,讓控制方法更能在軟開關和(部分)硬開關之間無縫切換。雖然具有硬換流的拓撲可以用於低壓和中壓等級的矽基功率元件,但卻不適用於超接面元件這種600V的元件技術,以免過大功率損耗和電壓過衝。在不考慮使用寬能隙元件的拓撲下,AC-DC應用的設計者仍可選擇三種可能的拓撲:單端拓撲結構,例如升壓換流器作為功率因數修正功率級;圖騰柱功率因數校正(PFC)採特殊控制方法避免硬換流,如三角電流模式(TCM)操作;或者使用串接式(Cascaded)轉換器結構,將電壓應力分布到幾個串聯的轉換器。

單端拓撲的效率常常無法滿足效率需求,而雙升壓(Dual Boost)等替代解決方案的體積或成本又常常過大。此外,串接式轉換器解決方案雖然在效率和密度方面都可達到目標[1],但其控制方式仍嫌複雜,致使其只能適用於大功率輸出應用。

在GaN HEMT問世後,使用各種GaN HEMT結合相對簡單的無橋式PFC電路架構,如圖騰柱PFC電就是對設計者而言能最快速能達到效率要求的方式。本文內容主要在透過就元件特性及拓撲探討GaN HEMT的應用價值。

元件概念

伺服器和電信目前廣泛使用的是以矽基材料為主的超接面(Superjunction)元件。在說明GaN HEMT的優點之前,先來看看超接面元件及GaN HEMT的元件特性。

超接面元件經過十多年的持續發展,導通電阻[2]不斷減低,持續減少元件的電容,使元件切換速度更快。

如圖1所示為三個世代的超接面功率晶體與e-mode GaN HEMT輸出電容特性的發展趨勢。圖2則顯示儲存在輸出電容中的能量。

圖1 三個世代的超接面元件與e-mode GaN HEMT輸出電容特性的發展比較
圖2 連續三代超接面元件與GaN HEMT的輸出電容存儲能量的趨勢比較

雖然GaN在低電壓時,輸出電容明顯較低,但輸出電容所存儲的能量與超接面元件相對接近。由於這種能量在每個開關週期中以熱的形式耗散,因此該圖明顯顯示,基於半橋的電路才是氮化鎵的用武之地,並且只限於單端拓撲。

圖3比較了輸出電容所存儲的電荷,這是軟開關轉換的關鍵參數之一。

圖3 e-mode GaN HEMT(左)與CoolMOS C7(右)的QOSS與電壓之間的比較

在單端拓撲中,EOSS參數用於控制損耗機制,而基於半橋的電路則由儲存在輸出電容[3]中的電荷和反向恢復電荷控制損耗。雖然超接面元件針對極低的EOSS品質因數(FOM)進行了優化,但GaN HEMT的QOSS FOM更為出色,第一代產品已經超出矽產品一個數量級。

應用示例

伺服器電源

雲端互聯網服務、人工智慧和加密貨幣的出現,激發全球資料中心的處理能力大幅增長。由於資料中心也面臨電力和房地產價格上漲的壓力,因此更高效而緊湊的伺服器電源逐漸成為首選。新型電源不僅可以降低伺服器的功耗,而且熱耗更低,減少伺服器散熱等方面的二次成本。

通常,最先進的高效電源由無橋PFC級(如圖騰柱級)和諧振DC-DC級(如LLC換流器)組成(見圖4)。12V的輸出電壓多半使用中心抽頭變壓器,48V系統則應考慮全波橋式整流。伺服器電源的規格如表1所示。

圖4 伺服器電源包括圖騰柱AC-DC整流器,帶有兩個交錯的高頻橋臂和一個帶中心抽頭變壓器的LLC DC-DC換流器
表1 伺服器電源的規格

・12V伺服器電源

目前資料中心運營商多數都在12V DC輸入端運行伺服器板。在傳統架構中,不斷電供應系統(UPS)將在整個資料中心為兩個獨立的交流分配方案提供備用電源。在典型的伺服器板中,兩個AC-DC電源相互之間提供冗餘,每個電源足以滿足伺服器板的全部電力需求。

為了降低運營成本,以及通過增加每個機架有效負載來節省資本支出,這樣的需求將推動兩大轉變:首先,機架級的本地電力儲存切斷了來自電力潮流端的UPS,其次,從基於伺服器的電源轉換到基於機架的電源,將冗餘從1+1減少到n+1,從而節省成本。這兩種趨勢都有利於在給定的模組封裝下提高輸出功率。因此,本研究的重點是分析GaN HEMT對功率密度的益處。

使用無橋拓撲結構,在本例中矽開關和GaN HEMT採用的都是圖騰柱配置。矽元件必須在三角導通模式(TCM)中操作,而GaN HEMT則可以選擇不同的控制方案。在硬開關和軟開關中操作GaN開關的能力允許圖騰柱整流器以連續導通模式(CCM)、TCM或最佳調頻(OFM)進行操作。OFM是電網週期內硬切換和軟切換之間的無縫轉換,這具體取決於功率電平和/或電網電壓[4]。

圖5比較了在TCM中操作的矽圖騰柱整流器級(包括EMI濾波器),和在TCM或CCM中操作的GaN圖騰柱級的優化結果。兩種系統都對額定功率的50%進行了優化,並在額定工作電壓下進行評估。結果考慮了包括PCB在內的功率電子元件的體積以及元件之間的額外空間,不包括外殼和控制/輔助電子設備。結果清楚表明,基於氮化鎵設計的性能更出色,在功率密度高時差距更明顯。分析了使用氮化鎵電晶體的設計後可知,TCM與CCM相比,前者在最高的功率密度範疇中具有優勢。

圖5 圖騰柱PFC級的優化結果,包括EMI濾波器,分別比較了氮化鎵或矽基功率元件的系統效率與密度

同樣地,LLC級也對矽和氮化鎵半導體進行了優化。結果如圖6所示。可以看出,氮化鎵同時提高了效率和功率密度。

圖6 LLC級的優化結果,顯示基於矽和氮化鎵的功率元件的效率與功率密度

最後,整個系統的優化結果如圖7所示。結果包括所有電力電子元件、輔助電子元件、PCB以及20%的附加體積,增加這些體積是以防元件放置的位置空間不足。不包括連接器和帶支座的外殼。

圖7 整個12V伺服器電源的優化結果,顯示氮化鎵或矽基功率半導體元件的效率與密度

結果清楚地表明在給定的模組封裝中朝向3kW的路徑,例如68mm×41mm×184mm尺寸,在此類封裝尺寸中的輸出功率幾乎翻倍。現有解決方案在這種模組封裝中的功率可達1,600W,與此相比,不僅將功率增加了近一倍,而且在不增加電源散熱能力的情況下平均提高了4%的效率(見圖8)。

圖8 高密度GaN伺服器設計與最新型矽基電源的效率曲線比較

・48V伺服器電源

人工智慧開始廣泛用於電腦科學,加上相應神經網路的訓練,計算架構已從純粹基於CPU的伺服器轉移到用途更專精、且具備極高平行資料處理能力的平台,例如採用GPU。由於這一趨勢,現在每個機架的耗電量大約增加了兩倍,即20kW以上。耗電量如此高,已經無法繼續以傳統的12V配電線路來經濟實惠地加以處理。以48V而不是12V進行機架內部的功率分配,這種解決方案未來將更為普遍。由於48V伺服器電源針對總體擁有成本(TCO)進行了優化,因此在這些系統中,GaN的性能完全是從效率的角度進行評估的。

比較時參考Prat=3kW的工業48V矽基電源。該電源在額定功率的一半時的峰值效率為97.1%,功率密度約為33W/in3。這類電源通常包括雙升壓AC-DC整流級,其後是LLC。

作為改進的第一步,AC-DC級可以改為具有一個高頻橋臂的圖騰柱整流器。要做到這一點,可以在高頻橋臂中使用GaN開關(RDS(on)25,最大=70mΩ)並在低頻橋臂中使用具有超低導通狀態電阻的超接面MOSFET。如前所述,GaN HEMT提供了不同調變方案的選擇。

圖9顯示了CCM在額定工作電壓(Vin=230V, Vout=48V)和50%功率水準下可實現的CCM操作Pareto最適解。

圖9 最先進的48V電源Pareto前端,50%的負載和額定工作電壓。將兩個氮化鎵高頻橋臂交錯佈置,可以提高性能。

提高AC-DC級效率的第二步有以下幾種可能性:

1. 在圖騰柱中使用兩個交錯的高頻橋臂

2. 增加高頻和低頻開關的晶片面積

3. 在TCM中操作圖騰柱

分析不同方案的成本後,發現採用CCM控制交叉設置兩個高頻橋臂,成本效益改進最多。這使得每個高頻橋臂的平均電流減少了2倍,其中有兩個主要好處:

1. 減少的RMS電流顯著降低了每個高頻分支(即電感器和GaN開關)中的傳到損耗。

2. 當高頻電流紋波(峰值-峰值)超出平均電流兩倍或更高時,就更容易達到自然零電壓切換(ZVS),從而減少開關損耗。

性能改進如圖9所示,覆蓋不透明的Pareto最適解。通過在整個網格週期內引入TCM來實現ZVS,可以增加晶片面積,進一步降低傳導損耗。然而,這種做法相當昂貴,因為增加晶片面積,以及為了通過細絞線提高紋波電流而改進升壓電感會顯著增加成本,控制也大為複雜,在所考慮的功率密度水準下,改善潛力僅達約0.1%。因此,CCM控制是高效驅動換流器設計的一種選擇。

在LLC級,也有幾個改進選擇。同樣,優化流程是基於使用31mΩ快速體二極體超接面元件的工業設計,開關頻率相對較低。

作為第一項措施,初級側半橋配備35mΩ GaN開關。利用開關上一個量級較低的QOSS電荷來優化調諧回路,系統效率可提高約0.3%,包括調整諧振頻率和磁化電感。

除此之外,使用配有串聯初級繞組和並聯次級繞組的兩個磁芯,將變壓器配置改變為矩陣結構,可以進一步將效率提高0.3%。這種方法在轉換效率方面的優勢有:

1. 將單個變壓器配置的高輸出電流在兩個輸出端之間分配。假設兩種配置的終端電阻相近,使用矩陣變壓器設置可以顯著降低總終端損耗。

2. 由於每個變壓器中的電流較低,因此也會減少每個變壓器中導致鄰近效應損耗的電場。

3. 使用兩個同步整流級讓同步整流MOSFET損耗的空間分散,對散熱而言特別有益。

矩陣變壓器配置的輸入串聯-輸出並聯連接本身是穩定的,因為它可以保證在串聯的初級端子之間平均分配初級電壓,以及在變壓器次級端子之間平均分配輸出電流。必須注意降低每個變壓器的漏電感,以免影響LLC的諧振。採取這個步驟,系統總成本僅略微增加。

為了進一步提高性能,變壓器的次級側可以從中心抽頭變為全橋整流電路。一方面,這樣可以改善變壓器中銅的利用率,另一方面則可使用電壓額定值較低的同步整流MOSFET,從而提升FOM。利用這種配置,可以進一步降低變壓器和同步整流損耗,但系統成本會上漲。

通過將PFC(即在CCM操作中採用70mΩ GaN HEMT的兩個交錯高頻橋臂)和LLC級(即初級側和矩陣變壓器配置上的35mΩ GaN HEMT)最具成本效益的性能改進方案相結合,總系統峰值效率可提高0.8~0.9%,達到約98.2~98.3%。如果充分發揮所有可用性能改進方法的潛力,整個系統的效率可提高至98.5%,功率密度約為30至35W/in3。

圖10 通過在LLC和矩陣變壓器配置中使用35mΩ GaN作為主開關,改進48V伺服器電源的性能。
圖11 納入PFC和LLC的所有改進方案,生成整個48V伺服器電源的可實現Pareto前端。

電信

雲端互聯網服務的快速增長不僅推動資料中心發展,同樣也影響了電信基礎設施。由於資料流量增加和對更高頻寬的需求,連接行動世界和超大規模資料中心的電信基站變得越來越重要。由於現有的電信網站在5G推出過程中可能要服務多個天線,因此網站配電和整體功耗越來越受到關注。

雖然近年來電信應用中380V直流電源被廣為採用,但大部分電信設備仍然使用48V的電源,在大多數情況下是具有抑制腐蝕的負電壓。與前幾章所述、輸出電壓固定的伺服器電源相比,電信電源的輸出電壓範圍通常為40~60V,並且多半沒有ORing MOSFET。另一個不同之處在於負載配置,即電信電源運行時的額定功率多半在30~50%之間,而超大規模伺服器電源運行時的額定功率一般則介於50~70%。這導致了不同的優化目標,更加注重30~50%負載範圍內的效率。

接下來,將在3kW電信電源中比較GaN HEMT與最佳的矽解決方案,分別可達到的最高性能。所選的拓撲結構與伺服器電源相同,由圖騰柱PFC組成,它可以在使用GaN HEMT的CCM中運行,也可以在使用Si MOSFET的TCM中運行,其後為LLC DC-DC換流器。為此,兩個系統都通過對50%額定功率的多目標優化進行了優化,並在輸入電壓為230V和輸出電壓為48V的情況下進行了評估。在GaN設計中,低頻圖騰柱返回路徑開關除外,所有高壓開關均為GaN HEMT,兩種情況均為17mΩ C7 MOSFET(IPZ60R017C7)。LLC次級側的低壓開關是全橋整流器,在兩種情況下都是80V OptiMOS 5 MOSFET(BSC030N08NS5),最多可並聯三個元件。為了在系統中公平比較兩種600V元件技術,而不是由於更大的RDS(on)值組合而有所偏頗,高壓開關只採用70mΩ元件,即CoolGaN(IGT60R070D1)和CoolMOS CFD7(IPW60R070CFD7)。作為優化參數,元件最多可並聯三個元件,從而產生70mΩ、35mΩ和23mΩ的有效RDS(on)值。在優化期間變化的其他參數與本文伺服器部分中描述的參數類似,包括但不限於:PFC中的高頻支路的數量、並聯PFC和LLC級的數量、矩陣配置中連接的變壓器數量以及開關頻率。

優化結果如圖12所示,與最佳的矽解決方案相比,GaN HEMT在3kW電信電源中可實現的性能增益穩定保持在0.1%和0.3%之間。GaN在圖中看不出來的另一優勢,在於設計簡單,因為GaN設計中的PFC級採用CCM調變,比起需要檢測零電流開關事件的TCM調變,所需的控制與測量更少。

結果表明,基於GaN的解決方案具有明顯的系統優勢,效率優勢在0.3%的範圍內,複雜程度明顯降低。特別是PFC級將使用CCM調變以固定頻率的GaN元件運行,AC紋波一般較高,以促進自然ZVS切換至少部分地跨越正弦變化的輸入電壓和不同的負載條件。

圖12 對整個48V、3kW電信電源使用氮化鎵或矽基高壓元件,230V ACin和48V DCout,優化50%額定功率。

對Pareto優化設計而言,在功率密度在30~40W/inch3的商業開發的範圍內的PFC級使用Si和GaN的一個主要區別為,矽的TCM調變會導致升壓電感電流波動較大、RMS值偏高。這需要將兩個高頻圖騰柱分支交叉,以減少輸入電流紋波並減小EMI濾波器的尺寸。相比之下,CCM控制的GaN PFC級,只有一個高頻圖騰柱支路,其設計在系統層面上不但可行,而且可以通過節省磁性元件等方面來推低成本。

在LLC級,基於GaN-HEMT的設計,軟開關所需的磁化電流較低,延遲時間更短。另外,對於相同的磁化電流,可以在系統中加入更多並聯GaN開關。兩種替代方案都可以利用GaN減少在LLC級的損耗。優化結果表明,矽基和氮化鎵基的設計都受益於2級矩陣變壓器配置,其中初級繞組為串聯,次級繞組為並聯。此外,全橋整流的效果好於中心抽頭結構。基於Si的設計,其開關頻率通常在100kHz左右,而基於GaN的設計則為150kHz。

效率/功率齊上升 GaN HEMT聲勢鵲起

應用研究表明,e-mode GaN HEMT能雙雙推升效率和功率密度,在高功率設計中具有明顯的應用價值。本文證明48V伺服器的效率可以達到98.5%,12V伺服器的密度超過80W/in3,能大大節約運營成本和資本支出。此外,GaN具有硬切換能力,可使用更簡單的控制方案,例如PFC中的CCM調變,同時與次優的Si替代方案相比性能更占優勢。

(本文作者為英飛凌功率半導體和系統工程主要負責人、英飛凌應用工程首席專家)

首圖來源:Nokia

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