雜訊議題惱人　慎選放大器提升CMRR

2007-11-09

Maithil Pachchigar

在現實世界的視訊傳輸應用中，運算放大器使用極為廣泛，而共模訊號(Common-mode Signal)也發揮極重要的作用；實例之一就是在CAT-5雙絞線上所使用的差動視訊發送器及接收器。

適當電壓決定訊號品質

在處理差動訊號時，如何在雜訊、嗡嗡聲或直流偏移電壓等不需要的共模訊號中提取微弱的訊號，一直是非常重要的課題。即使運算放大器具有一定的共模抑制功能，仍有某些共模(V_CM)訊號在單位增益(Unity Gain)時傳輸至輸出端。因此，為V_CM選擇適當電壓是重要設計考慮事項。

有時為了防止放大器內部輸入級達到飽和，設計人員可能忽略了限制共模電壓與訊號電壓的總和，而這點在較低的電源電壓應用上，卻是不能忽視的課題。

下面的設計理念說明如何在CAT-5雙絞線上使用的單電源差動視訊發射及接收器中提高共模抑制比(CMRR)。單電源發送器及接收器圖示說明如圖1。

圖1　單電源發送器及接收器示意圖

圖1的設計包括差動發送器以及二級差動接收器，前者的優點為具有差動發射的雜訊抑制功能，而二級差動接收器則比單級差動接收器更可提高共模抑制比，從而提高輸出端的訊號雜訊比。設計人員可以利用單電源電壓回饋運算放大器來實作此項設計。

如圖1所示，發送器包括兩個運算放大器U1和U2，兩者都在8伏特單電源下工作。U1和U2分別在非反相配置和反相配置下工作，增益分別是2和-2；此外，U1和U2都具有相似的雜訊增益，因此可提供相符的輸出頻寬，這對保持平衡非常重要。輸入訊號透過輸入耦合電容器C1和C2交流耦合到發送器輸入端，U1和U2偏置為電源電壓的一半，在本例中為4伏特。

C1和C2的數值必須確保運算放大器U1和U2得到較低的截止頻率，其截止頻率分別是：f_C1=1/(2×π×5kΩ×20μF)=1.59Hz，f_C2=1/(2×π×1.5kΩ×47μF)=2.25Hz；此舉是為了允許更低的視訊頻率諧波通過。在U1和U2輸出端的50Ω串聯電阻器提供與CAT-5傳輸線相符的阻抗，傳輸線特徵阻抗約為100Ω。發送器輸出終止於接收器前端的100Ω電阻器(R11)，以便提供反相終端。

接收器(Rx)由一對差動電晶體(Q1和Q2)、一對電流源電晶體(Q3和Q4)以及差動放大器U3組成。電流源電晶體Q3和Q4利用固定的1.2伏特基準電壓進行偏置，而基準電壓由電壓參考源提供。Q1和Q2的集電極輸出被交流耦合到U3，U3偏置約為4伏特，它同時還為中間電源設置輸出偏置電壓。C₁₄與C₁₅電容值需確保截止頻率為21.2MHz(f=1/(2×π×500Ω×15pF))，目的是減少輸出頻率響應的過分提升。U3的輸出最後將交流耦合至視訊訊號路徑的後級，或者75Ω視訊負載。

共模增益與電流源電晶體關係大

在圖1中，利用4伏特直流偏置電壓對發送器的1V_P-P輸入訊號進行偏置。接著，發送器進行放大訊號，增益為2V/V，並透過CAT-5雙絞線進行傳輸。在接收器前端，2V_P-P差動訊號在Q1和Q2的基極出現。此外，由於V_E=V_B-V_BE=1.2-0.7=0.5V→I_E=V_E/R_E=0.5V/500Ω=1mA，因此電流源電晶體(Q3與Q4)提供1mA發射極電流。這些發射極電流在負載電阻(RL)產生電壓，從而形成差動集電極電流，該電流在電壓輸出節點等接收端為接收器設置的增益為1.4V/V。

為了確定發送器及接收器(Tx-Rx)的整個共模電壓抑制比，必須測量U3輸出端的共模增益(Common-mode Gain)，這是透過連接Q1與Q2的基極並利用發送器輸入端的1V_P-P訊號，同時包括4伏特直流偏置電壓對其進行驅動而實現。Tx-Rx的共模抑制比可以表示為：
CMRR=20×Log10 (ADM/ACM)
其中，A_DM=差動增益，A_-CM=共模增益
A_DM與A_-CM是利用前面討論的測試設置圖來進行測量。

同理，圖2顯示在接收器中僅使用U3時，測量共模增益與差動增益的測試設置。因此，在這種情況下的共模增益也進行測量，以便與Tx-Rx共模增益比較(圖3)。