從MIMO到波束成形　相位同調射頻量測步步為營

2011-09-26

小樵

自從傳送出第一筆無線電波之後，工程師就持續發明新方法，以最佳化電磁微波訊號。射頻(RF)訊號已廣泛用於多種應用，其中又以無線通訊與雷達(Radar)的兩項特殊應用正利用此常見技術。就本質而言，此兩項應用的獨到之處，即是利用電磁波的空間維度(Spatial Dimension)。

直到今天，許多無線通訊系統整合多重輸入多重輸出(MIMO)天線架構，以利用多重路徑的訊號傳播(Propagation)功能。此外，目前有多款雷達系統均使用電磁波束控制(Beam Steering)，以取代傳統的機械控制傳輸訊號。這些應用均屬於多通道相位同調(Phase Coherent)射頻量測系統的主要行進動力之一。

圖1　常見的PXI相位同調射頻量測系統

目前，射頻儀器如美商國家儀器(NI)PXIe-5663 6.6GHz射頻向量訊號分析器與PXIe-5673 6.6GHz射頻向量訊號產生器的調變架構，使其可進行MIMO與波束成形(Beamforming)應用所需的相位同調射頻量測作業。圖1為一組PXI-1075-18槽式機箱中安裝四組同步化射頻分析器，與兩組同步化射頻訊號產生器。

此篇技術文件將說明設定相位同調射頻產生或擷取系統時所需的技術。此外，亦將針對多組射頻分析器間的相位延遲，逐步呈現校準作業，以達最佳效能。

相位同調射頻訊號產生

若要設定任何相位同調射頻系統，則必須同步化裝置的所有時脈訊號。透過PXIe-5673-6.6 RF向量訊號產生器，即可直接進行升轉換(Upconversion)，將基頻(Baseband)波形編譯為射頻訊號。圖2說明雙通道射頻向量訊號產生器的基本架構，其間在兩個通道之間必須共用兩組基頻取樣時脈與局部振盪器(Local Oscillator, LO)。

圖2　同步化兩個射頻產生通道

從圖2中可發現PXIe-5673共包含三個模組，分別為PXI-5652連續波合成器(Synthesizer)、PXIe-5450任意波形產生器以及PXIe-5611-RF調變器。由於這些模組可合併作為單通道的射頻向量訊號產生器，因此亦可整合其他任意波形產生器(AWG)與射頻升轉換器(Upconverter)，用於多通道的訊號產生應用。

另外，在圖2中共有一組標準的PXIe-5673(由三個模組所構成)整合一組PXIe-5673 MIMO擴充組合。而擴充組合共容納一組AWG與調變器，可建構第二個訊號產生通道。

相位同調射頻訊號擷取

除了PXIe-5673-RF向量訊號產生器(VSG)外，PXIe-5663-RF向量訊號分析器(VSA)也能設定用於多通道應用。當設定多組PXIe-5663進行相位同調射頻訊號擷取作業時，也必須注意類似事項，以確實進行局部振盪器與基頻/中頻(IF)訊號的同步化。

PXIe-5663可利用訊號階段(Signal Stage)並降轉換為中頻，亦可進行數位升轉換為基頻。與傳統的三階段式超外差(Superheterodyne)向量訊號分析器不同，此架構僅須於各個通道之間同步化單一局部振盪器，因此為設定相位同調應用最簡單的方法之一。

若要同步化多組PXI-5663分析器，則必須於各組分析器間分配共用的中頻取樣時脈與局部振盪器，以確保各個通道均是以相位同調的方式進行設定。圖3則為雙通道系統的範例。

圖3　同步化雙通道的向量訊號分析儀系統

在圖3中可看到PXIe-5663-RF向量訊號分析器是由PXI-5652連續波合成器、PXIe-5601-RF降轉換器與PXIe-5622-IF示波器所構成。當向量訊號分析器整合PXIe-5663 MIMO擴充組合時，隨即新增降轉換器與示波器，以建構雙通道的射頻擷取系統。

若要了解多組射頻向量訊號分析器的同步化方法，則必須先行深入了解PXIe-5663-RF訊號分析器的詳細程式圖。在圖4中可看到即便僅使用單一局部振盪器將射頻降轉換為中頻，則各組分析器實際也必須共用三組時脈。

圖4　PXIe-5663-RF向量訊號分析器的詳細程式圖

如圖4所示，各個射頻通道間必須共用局部振盪器、類比數位轉換器(ADC)取樣時脈、數位降轉換器(DDC)，與數值控制振盪器(Numerically Controlled Oscillator, NCO)。如圖4所示，即便各組示波器之間共用10MHz時脈，其實也極為足夠。當各組示波器間僅共用10MHz參考時，即可產生非相關的通道對通道相位抖動(Phase Jitter)；而於中頻產生的相位雜訊強度，也將由射頻的局部振盪器相位雜訊所覆蓋。

執行數位降轉換

在了解相位同調射頻擷取系統的精確校準方式前，必須先明瞭應如何於基頻觀察射頻的訊號特性。此處以相同中心頻率，且以迴送(Loopback)模式設定的向量訊號產生器與向量訊號分析儀為例。

如圖5所示，具備精確分析器中心頻率的降轉換射頻訊號，將依基頻呈現為直流電(DC)訊號。此外，由於基頻訊號屬於複雜波形，因此也可將訊號的相位(Θ)分析而為時間函式。從圖5可發現只要射頻向量訊號產生器與分析器互為同相(In-phase)，則Phase vs. Time波形將呈現穩定的相位偏移(Phase Offset)。

圖5　了解基頻訊號頻率偏移所造成的影響

相對來說，只要射頻音調(Tone)與分析器的中心頻率產生小幅誤差，隨即可造成極大的差異。當降轉換為基頻時，偏音(Offset Tone)所產生的基頻I(亦為Q)訊號即屬於正弦波。此外，基頻正弦波的頻率即等於「輸入音調與分析器中心頻率間的頻率差異」。因此，如圖6所示，Phase versus Time圖將呈現線性關係。

圖6　未校準系統中的10MHz音調Phase vs. Time關係圖

從圖6可發現，相位於每個微秒(Microsecond)可提升將近360--亦即所產生的音調與分析器的中心頻率，可確實為1MHz偏移。此外，也可發現這兩組同步取樣示波器間保持著極小卻穩定的相位差(Phase Difference)。此離散相位差起因於局部振盪器供電至各組降轉換器間的連接線長度差異。如接下來所將看到的，只要針對其中一個射頻通道調整DDC的開始相位(Start Phase)，即可輕鬆進行校準。

如圖7所示，要量測兩組分析器之間相位偏移的精確方式之一，即是以兩組分析器的中心頻率產生單一音調。

圖7　雙通道射頻分析器相位的校準測試設定

透過分配器(Splitter)與對應的連接線長度，就能夠量測各組分析器的Phase vs. Time。假設訊號產生器與分析器均集中為相同的射頻頻率，則可發現各組分析器的Phase vs. Time圖甚為一致。圖8即呈現此狀態。

圖8　各組同步取樣的類比數位轉換器均將具有相同的相位偏移。

從圖8可明顯發現，共用相同局部振盪器與中頻取樣時脈的兩組分析器，將維持穩定的相位偏移。事實上，各組分析器間的相位差(圖8中的ΔΘ=71.2 )均可進行量測並補償之。若要補償各組分析器之間的相位差，則僅須於DDC中調整NCO的開始相位。若NCO所使用的中頻中心頻率，即用於產生最後基頻I與Q訊號，則此NCO本質即為數位正弦波。

從圖8可以發現，以菊鏈(Daisy-chained)方式連接的射頻分析器，可透過特定中心頻率產生71.2 的載波相位差。在整合第二組局部振盪器的連接線長度，與其所使用的中心頻率後，就能夠決定確切的相位偏移。若將71.2 相位延遲(Phase Delay)套用至主要DDC的NCO上，則可輕鬆調整兩個通道的基頻訊號相位(圖9)。